模块化多电平高压变频技术研究综述

哈尔滨工业大学电气工程及自动化学院的研究人员徐殿国、李彬彬、周少泽，在2017年第20期《电工技术学报》上撰文指出，块化多电平换流器（MMC）作为一种新型高压大功率拓扑结构，不仅在直流输电领域中获得广泛关注，也在高压变频领域颇具应用前景。与传统的高压变频器拓扑相比较，模块化多电平换流器在灵活性、可靠性、电压波形质量、输入变压器设计、电压功率等级等方面均展现出一系列技术优势。

为促进中国高压变频技术的发展，对MMC变频器的电路特点、子模块结构、调制方法、电容电压平衡策略、谐波分析、环流抑制、启动预充电、故障容错与可靠性、低频运行等方面的最新研究进展进行详细分析评述，并指出模块化多电平高压变频技术的研究难点与挑战。

随着电力电子技术的发展，尤其是高压变频技术的发展，高压变频器在电力、化工、供水、冶金、电气交通等工业领域得到了日益广泛的应用[1]。采用高压变频器对大功率电机进行调速控制，可以显著节约电能，改善电机寿命，提高产品质量，降低生产成本。

高压变频器的技术核心是多电平电力电子拓扑。目前工业中普遍采用的几种多电平拓扑结构主要包括中点钳位型（Neutral Point Clamped,NPC）、飞跨电容型（Flying Capacitor, FC）以及级联H桥变换器（Cascaded HBridge, CHB），其电压与功率等级涵盖2.3～13.8kV，1～50MW[2]。

2003年，德国慕尼黑联邦国防军大学Marquardt教授提出一种名为模块化多电平变换器（ModularMultilevel Converter, MMC）的新型多电平变换器拓扑[3]，在转换效率、电压功率等级等方面展现出一系列卓越的性能。该拓扑经过十余年的发展，目前已成为国内外电力电子研究的热点课题，尤其在柔性直流输电领域获得了大规模应用，极大地推动了离岸风力发电系统的建设发展[4-7]。

MMC除了在柔性直流输电领域获得广泛应用之外，人们也开始关注将其拓展到高压变频器中[8,9]，来替代传统的CHB变频器。CHB存在的一系列缺点主要归咎于移相变压器的使用，而MMC能够将移相变压器省去，有助于提高整机效率，方便扩展，安装运输简单，模块数目与功率等级不再受限制，从而可驱动更高电压、大功率等级的电机，甚至取代性能较差的电流源型变换器（Current SourceInverter, CSI），实现更灵活的高压大功率电机驱动方案[10]。

特别地，2012年德国Siemens公司已率先推出了基于MMC的水冷型中高压变频器产品[11-13]“SINAMICS GH150”，其现有功率等级可达4～46MW，电压等级为4.16-11kV。

然而MMC变频器尚属于一种新兴的高压变频技术，其理论体系与诸多技术细节仍有待完善。在此背景下，本文针对MMC高压变频器的电路拓扑、子模块结构、调制、平衡、谐波、故障容错、启动预充电以及低频运行等方面论述其技术特征，并总结目前仍存在的关键技术问题以及国内外最新的研究进展与趋势，旨在推广这一新型高压变频技术，促进高压大容量变频器装备的快速发展与应用。

1 MMC变频器的基本结构

MMC变频器的拓扑结构如图1所示，该结构包括三相支路，每个支路分为上、下两个桥臂，每个桥臂由一个缓冲电感L与一系列结构相同的子模块（Sub-Module, SM）级联而成。MMC结构呈现模块化的特点，安装维护容易；子模块可工作在较低的开关频率，获得较高的转换效率；具有出色的正弦输出特性，低谐波特性使其对电机友好，无需在电机侧增加额外的滤波装置，对于输出电缆长度也无特殊限制。

MMC与目前工业中普遍应用的CHB和NPC变频器相比具有一系列的技术优势。对于CHB变频器，各子模块需要独立隔离的直流供电电源，不得不采用多绕组移相变压器[14]。该移相变压器庞大笨重、运输困难、制作工艺复杂、成本高昂，尤其在高压大功率情况下难以设计实现，制约了CHB变频器的电压和功率等级。

此外CHB不具备公共直流母线，难以实现电机四象限运行。NPC与MMC都具备公共直流母线，能够采用标准的输入变压器，但NPC的缺陷在于输出电压电平数较少，谐波含量较大，需要安装滤波装置才能与电机相连。另外由于更高的电平数会极大地增加拓扑复杂度及控制难度，NPC变频器电平数通常仅局限在三电平，其电压与功率等级也因此受限。

图1 MMC变频器拓扑结构

相比之下，MMC不必采用复杂的多绕组移相输入变压器，交流输出也无需额外的滤波装置。表1列出了MMC与其他传统变频器性能比较，可看出MMC变频器将CHB与NPC两种拓扑的优势集于一体，能够突破传统变频器的电压功率等级限制，具有广阔的应用前景。

表1 MMC与其他传统变频器性能比较

子模块作为MMC最基本的组成单元，其结构直接影响变频器的参数性能。图2给出了几种MMC常用的子模块结构。图2a所示的半桥子模块结构最为简单、元器件最少，是MMC最普遍采用的子模块结构。全桥子模块如图2b所示，其输出电平可以为负极性，具备直流故障闭锁能力[15]，但显著增加元器件数目和损耗，并不适用于变频器应用中。

MMC子模块也可以为多电平结构，文献[16]提及一种飞跨电容型子模块，如图2c所示，这种子模块可以输出0、UC和2UC三种电平，然而两个电容器的额定电压不同，预充电与平衡控制复杂。图2d所示的中点钳位三电平子模块[17]，其电容器额定电压一致，同样可以输出三电平，但代价是额外增加两个钳位二极管。

特别地，Siemens提出一种双子模块（twin-module）三电平结构[12]，如图2e所示。这一结构的本质是将两个对称的半桥子模块组合在一起，相比传统半桥结构，其优点在于节省了子模块中控制与辅助电路的元件数目，并方便机械结构的设计以及散热管理，因此适合于MMC变频应用中。

图2 MMC变频器子模块结构

传统MMC拓扑中桥臂缓冲电感L的主要作用是抑制环流以及限制直流侧短路故障电流上升率。但在电机变频器应用中，几乎不存在直流故障的可能性，可采用图3所示的耦合电感结构来降低电感的体积和成本[18]。此外，传统分立式桥臂电感等效到MMC交流侧的电感值为L/2[19]，这会消耗一部分无功功率，占用MMC一定的输出电压。而采用耦合电感时其交流等效电感为零，提高了输出电压的利用率。

图3 MMC桥臂耦合电感

2 调制与平衡技术

2.1 MMC调制技术

目前MMC的调制技术主要有最近电平控制法、空间矢量调制、基于载波的PWM等。本节结合MMC变频器对这些调制技术进行评述。

最近电平控制（Nearest Level Control, NLC）利用阶梯波瞬时逼近调制波，具有较低的开关频率和损耗，随着电平数的增多，输出电压将无限趋近正弦，特别适合高压直流输电等子模块数量多的场合[20,21]。不过这种调制方式下子模块开关器件的导通时间差异明显，容易造成子模块输出功率不平衡[5]。

文献[22]采用“脉冲循环”的思想调整了开关器件驱动脉冲的占空比和分布，实现子模块有功能量的平均分配。另一方面，MMC变频器应用时子模块个数通常较少，此时NLC输出电压阶梯数过少导致畸变较为严重[23]。文献[23,24]通过对NLC调制波的取整函数加以改进，提高了阶梯波的电平数，在一定程度上降低了输出电压谐波。

空间矢量脉宽调制（Space Vector Pulse Width Modulation, SVPWM）通过对变频器不同开关状态的电压矢量加以组合，实现对给定电压的矢量跟踪，具有数字实现简单快速、输出电压谐波小以及较高的直流电压利用率等优点，在多电平变换器中得到广泛应用[20,25,26]。

文献[25]将SVPWM应用在MMC中，并以降低开关损耗和输出电压波形畸变率为目标，确定了电压矢量合成顺序和零矢量作用时间的最优分配方法。但由于SVPWM的电压矢量数与电平数成三次方关系，随着电平数的增加，电压矢量的分类和选取将极为复杂，数字实现难度大[5,20]。尽管文献[27]提出利用参考电压矢量分解的方法把多电平矢量调制问题转化两电平方式实现，但化简程度有限。SVPWM因此多适用在五电平以下的MMC变频器[20]。

基于载波的多电平PWM主要有载波层叠调制法（Carrier Phase DispositionPWM, PD-PWM）和载波移相调制法（Phase Shifted Carrier PWM, PSC- PWM）。前者将多个幅值相同的三角波叠加后与调制波比较，后者则对多个幅值相同的三角波进行移相，再分别与调制波比较[28]。

这两种调制方式都具有较低的开关谐波，适合于子模块数量较少的场合，但PD-PWM存在的问题是子模块开关频率不同、发热损耗差异较大。文献[29]提出将上、下桥臂的载波循环交替，缓解了各子模块开关频率和发热的不均匀问题。文献[30]利用状态机解码器将上、下桥臂各自模块的开关脉冲信号均衡分配，以保证各子模块的开关频率一致。PSC-PWM相比于以上几种调制技术，能够自然实现开关频率的平均分配，有利于各子模块发热损耗一致，更适用于MMC变频器[35]。

文献[31]分析指出载波频率对电容电压平衡、直交流侧谐波以及桥臂运行对称性均有影响，并给出了相应的载波频率选取规律。文献[32]进一步提出了MMC输出电压谐波最小化的PSC-PWM载波移相角选取方法，令输出电压等效开关频率提高一倍。

2.2 MMC电容电压平衡控制技术

由于子模块电容器不存在独立电压源对其钳位，当系统参数和开关频率不一致时，电容电压会出现不平衡问题。目前主要的电容电压平衡方法有排序法[33,34]和分层控制方法[35]两种。排序法通过对桥臂中各子模块电容电压进行排序，并根据桥臂电流方向投切相应子模块，使电压低的子模块优先充电，电压高的子模块优先放电，二者达到平衡的目的。

由于排序法需要在短时间内完成子模块电压的比较和选择，运算量大，还会造成开关器件频繁动作，增加开关损耗[5,36-38]。文献[36]利用质因子分解法对子模块进行分组均压，减少了参与均压的子模块数，降低电容电压排序运算量。文献[37,39]则引入子模块间最大电压偏差裕度，在该裕度内，需要投入子模块增加时，保持已投入的子模块不切除；需要投入的子模块减少时，保持已切除的子模块不再投入，避免不必要的开关动作，降低开关损耗。

在MMC变频器中，也可采用分层控制来实现电容电压的平衡[35]。分层控制通常与PSC-PWM配合使用，通过相间平衡和子模块平衡两层控制对各调制信号进行修正，调节各子模块的功率平衡。文献[40]进一步分析指出当功率因数角发生变化时分层控制的不稳定现象，并提出加入桥臂平衡控制，在桥臂中引入基频电流实现上、下桥臂的功率平衡，提高分层控制的稳定性。